DC_AC并联高频软开关逆变电源

Ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．３Ｊｕｎｅ，２００６

２００６年６月ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＤＣ／ＡＣ并联高频软开关逆变电源

张

蓉，陈道炼，王建华，李

旭

（南京航空航天大学，江苏南京２１００１６）

摘要：分析研究了主从模块法并联高频软开关逆变电源的电路拓扑、稳态原理、三态离散脉冲调制（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ

电流滞环控制技术、均流原理和关键电路参数设计。设计并研制成功的３ｋＶＡ２７ＶＤＣ／１１５ＶＤＰＭ）ＰｕｌｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，

具有体积重量小、变换效率高、静态精度高、动态响应快、输入电压范围宽、输出波形质量高、并联均４００ＨｚＡＣ样机，

流效果好、负载适应能力强、过载与短路能力强等优良性能，在大功率逆变场合具有重要应用价值。

关键词：逆变电源；并联／高频脉冲直流环节；三态离散脉冲调制；均流中图分类号：ＴＭ４６４

文献标识码：Ａ

文章编号：１０００－１００Ｘ（２００６）０３－００６５－０２

ＤＣ／ＡＣＰａｒａｌｌｅｌＩｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄＳｏｆｔＳｗｉｔｃｈ

ＺＨＡＮＧＲｏｎｇ，ＣＨＥＮＤａｏ－ｌｉａｎ，ＷＡＮＧＪｉａｎ－ｈｕａ，ＬＩＸｕ

（ＮａｎｊｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＡｅｒｏｎａｕｔｉｃｓａｎｄＡｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｎａｎｊｉｎｇ２１００１６，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｄｉｓｃｕｓｓｅｓｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙ，ｓｔｅａｄｙｐｒｉｎｃｉｐｌｅ，ｔｈｅｔｈｒｅｅ－ｓｔａｔｅＤｉｓｃｒｅｔｅＰｕｌｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ

ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｃｕｒｒｅｎｔｓｈａｒｉｎｇａｎｄｃｒｉｔｅｒｉａｆｏｒｔｈｅｋｅｙｃｉｒｃｕｉｔｐａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆｐａｒａｌｌｅｌ（ＤＰＭ）ｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙ，

ｉｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｃｏｎｓｔｉｔｕｔｅｄｉｎｍａｓｔｅｒ－ｓｌａｖｅｍｏｄｅ．Ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｅｄ３ｋＶＡ２７ＶＤＣ／１１５Ｖ４００Ｈｚ

ＡＣｐｒｏｔｏｔｙｐｅｈａｓｅｘｃｅｌｌｅｎｔｃｏｍｐｒｅｈｅｎｓｉｖｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓｓｕｃｈａｓｓｍａｌｌｂｕｌｋ，ｌｏｗｅｒｗｅｉｇｈｔ，ｈｉｇｈｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｈｉｇｈ，ｆａｓｔｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅ，ｗｉｄｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒａｎｇｅ，ｇｏｏｄｏｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍｓ（ＴＨＤ＜１．０％）ｇｏｏｄｅｆｆｅｃｔｏｎｓｔｅａｄｙｐｒｅｃｉｓｉｏｎ，

ｃｕｒｒｅｎｔ－ｓｈａｒｉｎｇ（ｔｈｅｂｉａｓｏｆｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｕｎｄｅｒｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｌｏａｄｉｓｌｏｗｅｒｔｈａｎ０．４Ａ），ｓｔｒｏｎｇｏｖｅｒ－ｌｏａｄａｎｄｓｈｏｒｔ－ｃｉｒｃｕｉｔ

，ａｂｉｌｉｔｙ（ｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎｔｉｍｅ１２０ｍｉｎａｔ１１０％ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｌｏａｄ，５ｍｉｎａｔ１５０％ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｌｏａｄａｎｄ５ｓｅｃｏｎｄｓａｔｓｈｏｒｔｌｏａｄ）ａｎｄｓｔｒｏｎｇｆｕｎｃｔｉｏｎｗｉｔｈｄｉｆｆｅｒｅｎｔｎａｔｕｒｅｌｏａｄａｎｄｎｏｎ－ｌｉｎｅａｒｌｏａｄ．Ｉｔｉｓｓｕｉｔｆｏｒｌａｒｇｅｐｏｗｅｒｆｉｅｌｄ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｐａｒａｌｌｅｌ／ｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙｐｕｌｓｅＤＣｌｉｎｋ；ｔｈｒｅｅ－ｓｔａｔｅＤＰＭ；ｃｕｒｒｅｎｔｓｈａｒｉｎｇ

１

引言

变电源由３个相同的逆变电源构成，共用电压外环，有各自的电流内环。每个逆变电源模块的电感电流

跟踪同一电流给定信号ｉｒ，从而实现每个模块的均流。构成并联系统的每个逆变电源模块的电路拓扑，由图１所示的占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节逆变电源拓扑实现。

多个逆变电源并联的主要优点是：①可以灵活扩大逆变系统的容量；②易于实现逆变电源模块化，组成并联冗余系统；③系统的可维护性强；④单台逆变电源的功率开关电流应力小。多个逆变电源并联技术主要有自整步法、功率调节法中的外特性下垂法、同步开关控制法、主从式法及平均值电流控制

２］

法，各种方法有其各自的特点和应用场合［１，。

本文研究了基于三态ＤＰＭ电流滞环控制的“民主”主从模块法并联逆变系统，它由３个相同的占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节逆变电源构成，将任一逆变电源模块设置为主模块并控制其输出电压，电压环的输出即为所有模块的电流给定信号。从模块自身的电压环不再起作用。

图１电路拓扑

２．２稳态原理［１，２］

２并联高频脉冲直流环节逆变电源的构成原理

２．１

电路结构与拓扑

为了确保正弦输出电压波形质量，高频脉冲直流电压ｕｄｏ的平均值应满足：

!ｄｏ＝ＤＵｉｎＮ２／Ｎ１≥#２ｕｏ

（１）Ｕ

在Ｕｉｎ，增大ｕｄｏ的占空比Ｄ，可以减ｕｏ相同时，小Ｎ２／Ｎ１比值，从而降低逆变桥、吸收支路功率开关的电压应力ＵｉｎＮ２／Ｎ１。２．３

控制策略

并联三态ＤＰＭ电流滞环控制高频脉冲直流逆

定稿日期：２００５－０７－２９作者简介：张

蓉（１９８１－），女，江苏南京人，硕士研究生，研究方向为功率电子变换技术。

图２示出三态离散脉冲电流滞环跟踪控制原理

６５第４０卷第３期电力电子技术

Ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．３Ｊｕｎｅ，２００６

２００６年６月ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ图。图中，高频脉冲直流环节电路采用输入电压前馈ＰＷＭ控制。ＤＣ／ＡＣ逆变桥采用输出电压和滤波电感电流双闭环反馈三态离散脉冲（ＤＰＭ）控制技术。功率开关ＶＳ１～ＶＳ４在ｕｄｏ为零电平期间进行开关转换，调制电压ｕＡＢ的控制规律为：（ｉｒ－ｉｆ＞δ，＋Ｕｄｏｍ＋１状态ＶＳ１，ＶＳ４导通）!

#（ｉｒ－ｉｆ＜－δ，ｕＡＢ＝\"－Ｕｄｏｍ－１状态ＶＳ２，ＶＳ３导通）（２）

#（｜ｉｒ－ｉｆ｜＜δ，００状态ＶＳ３，ＶＳ４导通）$

式中δ———半个滞环宽度Ｕｄｏｍ———高频脉冲直流电压幅值

得环流为：由式（４）

!ｏ１－Ｉ!ｏ２Ｉ!!!Ｈ＝Ｉ（Ｃｆ１－Ｃｆ２）（５）Ｉ－Ｕｏｊ\"＝ｒ（ｋｃ１－ｋｃ２）２２２由式（５）可知，两个并联逆变模块间的环流由两个分量组成：①由并联逆变电源模块电流等效放大倍数差异（ｋｃ１≠ｋｃ２）引起的环流；②由并联逆变电源模块输出滤波电容差异（Ｃｆ１≠Ｃｆ２）引起的环流。

当ｋｃ１＝ｋｃ２＝ｋｃ，有：Ｃｆ１＝Ｃｆ２＝Ｃｆ时，

!Ｈ＝０Ｉ

研究表明，对于共用电压外环的主从式并联逆变系统而言，当并联逆变系统模块具有相同的电流环等效放大倍数和输出滤波电容，及输出线路阻抗很小时，各并联模块的输出电流相等，从而实现了均分负载电流。

%!ｏ１＝Ｉ!ｏ２＝ｋｃＩ!ｒ－Ｕ!ｏｊ\"Ｃｆ１＝Ｉ!ｏ／２Ｉ

（６）

４

图２三态离散脉冲电流滞环跟踪控制原理

试验结果

设计开关频率ｆｓ＝８０ｋＨｚ，占空比Ｄ＝０．３４～扩０．６，

展的占空比Δ箝位电容Ｃｃ＝３．３μ变压器磁Ｄ＝０．３，Ｆ，芯选用Ｍｎ－ＺｎＬＰ３型铁氧体材料ＰＭ７４×变压器５９，

初、次级匝比Ｎ１／Ｎ２＝２／２４，磁化电感Ｌｍ＝４８μ吸收Ｈ，支路电容Ｃｒ＝１５０μ输出滤波电感Ｌｆ＝０．７５ｍＨ，输出Ｆ，滤波电容Ｃｆ＝１０．０μＦ。设计并研制成功了３ｋＶＡ２７ＶＤＣ／１１５Ｖ４００ＨｚＡＣ并联高频脉冲直流环节逆变电源样机，图４示出其不同负载下的试验波形。

３

３．１

均流

并联逆变系统的输出等效电路

图３示出由两个逆变模块构成的共用电压外环

的三态ＤＰＭ电流滞环控制并联逆变系统输出等效电路图。

图３等效电路图

图中

!ｏ１，!ｏ２———逆变电源①，ＵＵ②的输出电压基波分量!ＡＢ１，!ＡＢ２———逆变电源①，ＵＵ②调制电压基波分量—输出滤波电感Ｌｆ１，Ｌｆ２——

—输出滤波电容Ｃｆ１，Ｃｆ２——

—并联线路等效阻抗ＺＬ———负载阻抗ＺＬ１，ＺＬ２——

３．２并联系统环流产生的原因及其抑制

!ｒ，设共用电压调节器输出的电流给定信号为Ｉ由于两模块输出滤波电感电流跟踪同一电流给定信!（电流环等效放大倍数分别为，故两模块号Ｉｋｃ１，ｋｃ２）ｒ的输出电流为：

!ｏ１＝Ｉ!Ｌｆ１－Ｉ!Ｃｆ１＝ｋｃ１Ｉ!ｒ－Ｕ!ｏ１ｊ\"Ｃｆ１Ｉ

（３）

!!!!!Ｉｏ２＝ＩＬｆ２－ＩＣｆ２＝ｋｃ２Ｉｒ－Ｕｏ２ｊ\"Ｃｆ２

由于逆变电源的输出线路阻抗ＺＬ１，ＺＬ２很小，!ｏ１≈Ｕ!ｏ２≈Ｕ!ｏ，故式（３）可简化为：Ｕ

图４并联高频脉冲直流环节逆变电源不同负载时试验波形

%%!ｏ１＝Ｉ!Ｌｆ１－Ｉ!Ｃｆ１＝ｋｃ１Ｉ!ｒ－Ｕ!ｏｊ\"Ｃｆ１Ｉ

!ｏ２＝Ｉ!Ｌｆ２－Ｉ!Ｃｆ２＝ｋｃ２Ｉ!ｒ－Ｕ!ｏｊ\"Ｃｆ２Ｉ

（４）

该样机获得了优良的综合性能，直流输入电压

输出额定容量为３ｋＶＡ，负载功率因数Ｕｉ＝１８～３２Ｖ，

为０．７５（超前）（滞后），输出电压为１１５Ｖ±～０．７５２Ｖ，输出电压频率４００Ｈｚ±０．２Ｈｚ，输出电压波形ＴＨＤ＜

额定容性、阻性、感性负载及典型二极管整流１．０％，

电容滤波非线性负载时变换效率分别为８２％，８４％，８６％，８２％，输出电压直流分量小于（下转第７９页）

６６单相桥式逆变电路变压器直流偏磁研究与抑制

入偏磁调节电路后，首先经过差分隔离电路，得到正、负电压在每个基波周期内的“伏秒”值之差。该差分电路应满足高阻隔离、同相和反相电路完全对称、使用高精度的电阻及输出零漂小的运放等要求。差分电路的输出接一级ＲＣ无源滤波，滤波电路保证对交流成分的足够衰减，同时获得平稳无纹波的直流量，再经过跟随器后输出到调节器。调节器可采用比例积分调节器，比例调节器增益直接影响控制的效果。增大比例系数可减小静态误差，但容易导致系统振荡，要折衷选择。积分调节器可提高系统稳态精度，但需引入限幅，且由于逆变器刚启动时需对输出清零，硬件实现较为复杂，可由软件实现。

用于阻性、半波负载等多种情况，且实验效果良好。

图４对比实验

图５半波负载实验

６

图３偏磁抑制电路图

结论

采用变压器初级电压反馈法可以很好地解决直

流偏磁问题。该方法已成功应用于一台三进单出的实验效果良好，且适用于线性负载及整８０ｋＶＡＵＰＳ，

流性负载，是一种非常实用的解决方案。

参考文献

刘邦银，彭力，等．全数字化逆变电源输出变压［１］段善旭，

（１０）：器偏磁问题与抑制［Ｊ］．高电压技术．２００３，２９１～３．杨荫福，李勋．单相桥式逆变电路输出变压器［２］杨莉莎，

直流偏磁的抑制［Ｊ］．电力电子技术．２００３，（２）：３７４４～４５．杨旭，王兆安．正弦波逆变电源抗偏磁电路的［３］高军，

研究［Ｊ］．电工电能新技术，（４）：２０００，８～１１．

聂剑红，杨贵杰，等．ＳＰＷＭ中频电源输出变压器［４］孙力，

偏磁分析与控制［Ｊ］．电机与控制学报，（３）：２００１，５１６６～１７０．

周党生，刘晶波，等．ＳＰＷＭ逆变电源输出变压器［５］杨荫福，

直流不平衡问题［Ｊ］．华中理工大学学报，（６）：１９９９，２７７１～７３．

５

实验结果

为了验证输出变压器初级电压反馈法抑制直流

偏磁的有效性，在一台三进单出的８０ｋＶＡＵＰＳ上进行了对比实验。ＵＰＳ系统母线电压为２９０Ｖ，输出电压为２２０Ｖ，输出变压器变比Ｎ１∶Ｎ２＝２∶１。由于直流偏磁量与输入相比数值较小，为使观测更直观，实验中对变压器初级电压ｕＡＮ进行ＲＣ低通滤波，得到

输入电流ｉｓ的直流分量用ＦＬＵＫＥ３３７测得。图ｕ′ＡＮ，

４示出４０ｋＷ电阻负载时实验波形。图５示出半波负载时ｉｓ和ｕ′ＡＮ实验波形，可见，对于半波负载情况，本方案亦有很好的抑制作用。

偏磁调节电路工作后，ＵＰＳ输出变压器的ｕ′ＡＮ和电流ｉｓ波形与各自坐标轴围成的面积在正负半周内基本相等，直流偏磁有明显校正。可见，本方案适

（上接第６６页）

０．１Ｖ，１１０％额定负载１２０ｍｉｎ，１５０％额定负载５ｍｉｎ，

短路电流能力达到３×额定负载短路时间５ｓ，２２Ａ，时各模块输出电流差小于０．４Ａ，重量小于３×４．３ｋｇ，体积为３×３０．０×１３．８×１２．０ｃｍ３。

（２）并联逆变模块间的环流主要是由电流等效

放大倍数、输出滤波电容的差异所引起的；研制成功的３ｋＶＡ２７ＶＤＣ／１１５Ｖ４００ＨｚＡＣ（３）

样机具有优良的综合性能。

参考文献

机械工业出［１］陈道炼．ＤＣ－ＡＣ逆变技术及其应用［Ｍ］．北京：

版社，２００３．［２］

陈道炼．静止变流器［Ｍ］．哈尔滨：哈尔滨工业大学出版社，２００４．

５

结论

（１）共用电压外环的三态ＤＰＭ电流滞环跟踪控制并联高频脉冲直流环节逆变电源，其每个逆变电源模块的电感电流跟踪同一电流给定信号ｉｒ，从而实现了每个模块的均流；

７９