第四章 模拟通信

第4章 模拟调制系统

学习目标：

 调制的目的、定义和分类；  幅度调制的原理；

 线性调制系统的抗噪声性能；  角调制的原理；

 模拟调制系统的性能比较；  频分复用（FDM）的基本原理。

重点难点：各种线性调制的时域和频域表示，时域波形和频域结构，调

制器和解调器原理框图，抗噪声性能，门限效应；FM与PM的关系，调频指数与最大频偏的定义，卡森公式。

课外作业： 4-1，4-2，4-5，4-6，4-,7，4-8，4-11，4-12，4-13，4-14，

4-17

本章共分5讲（总第13~17讲）

第十三讲 幅度调制的原理（一）

主要内容： AM和DSB的调制原理，已调信号的时域波形和频谱分布；

SSB的滤波法调制原理。

引言：

基带信号具有较低的频率分量，不宜通过无线信道传输。因此，在通信系统的发送端需要由一个载波来运载基带信号，也就是使载波信号的某一个（或几个）参量随基带信号改变，这一过程就称为调制。在通信系统的接收端则需要有解调过程。

调制的目的是：（1）将调制信号（基带信号）转换成适合于信道传输的已调

信号（频带信号）；（2）实现信道的多路复用，提高信道利用率；（3）减小干扰，提高系统抗干扰能力；（4）实现传输带宽与信噪比之间的互换。

根据调制信号的形式可分为模拟调制和数字调制；根据载波的选择可分为以正弦波作为载波的连续波调制和以脉冲串作为载波的脉冲调制。

本章重点讨论用取值连续的调制信号去控制正弦载波参数的模拟调制。

§4.1 幅度调制（线性调制）的原理

一、幅度调制器的一般模型

幅度调制是用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律而变化。幅度调制器的一般模型如图所示。

图4-1 幅度调制器的一般模型

已调信号的时域和频域表示式:

sm(t)[m(t)cosct]h(t)

1Sm()[M(c)Mc)]H()

2幅度调制信号，在波形上，它的幅度随基带信号规律而变化；在频谱结构上，它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移。由于这种搬移是线性的，因此，幅度调制通常又称为线性调制。

在该模型中，适当选择滤波器的特性H()，便可以得到各种幅度调制信号。

1. 调幅(AM)

在图4-1中，假设h(t)(t)，调制信号m(t)叠加直流A0后与载波相乘，就可形成调幅(AM)信号。

图4-2 AM调制器模型

AM信号时域和频域表示式：

sAM(t)[A0m(t)]cosctA0cosctm(t)cosct

SAM()A0[(c)(c)]1[M(c)M(c)]2

式中 m(t)通常认为其平均值m(t)0。

图4-3 AM信号的波形和频谱

由图4-3的时间波形可知，当满足条件 m(t)maxA0 时，AM信号的包络与调制信号成正比，所以用包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否则，将会出现过调幅现象而产生包络失真。

AM信号的频谱SAM()由载频分量和上、下两个边带组成，上边带的频谱结构与原调制信号的频谱结构相同， BAM2fH 。

2PAMsAM(t)[A0m(t)]2cos2ct[A02cos2ctm2(t)cos2ct2A0m(t)cos2ct

AM信号功率：

PAM2A0m2(t)PcPS 222式中PcA0/2为载波功率，Psm2(t)/2为边带功率。

由此可见，AM信号的总功率包括载波功率和边带功率两部分。载波分量不携带信息，仍占据大部分功率，因此，AM信号的功率利用率比较低。

2. 抑制载波双边带调制（DSB-SC）

在AM信号中，如果将载波抑制，即可输出抑制载波双边带信号，简称双边带信号（DSB）。

DSB信号时域和频域表示式：

sDSB(t)m(t)cosct

1SDSB()[M(c)M(c)]2

图4-4 DSB信号的波形和频谱

由时间波形可知，DSB信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不

能采用简单的包络检波来恢复调制信号，需采用相干解调(同步检波)。另外，在调制信号m(t)的过零点处，高频载波相位有180°的突变。

DSB信号虽然节省了载波功率，功率利用率提高了。但它的频带宽度仍是调制信号带宽的两倍， DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可。

3. 单边带调制(SSB)

单边带信号的产生方法通常有滤波法和相移法。

1) 用滤波法形成单边带信号

产生SSB信号最直观的方法是让双边带信号通过一个边带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带。

图4-5 形成SSB信号的滤波特性 图4-6 SSB信号的频谱

用滤波法形成SSB信号的技术难点是，由于一般调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，这要求单边带滤波器在fc附近具有陡峭的截止特性，这就使滤波器的设计和制作很困难，为此，在工程中往往采用多级调制滤波的方法。

第十四讲 幅度调制的原理（二）

主要内容： SSB的相移法调制原理；VSB的调制原理；线性调制信号的

解调原理。

2) 用相移法形成单边带信号

SSB信号的时域表示式的推导比较困难。但我们可以从简单的单频调制出发，得到SSB信号的时域表示式，然后再推广到一般表示式。

设单频调制信号为 m(t)Amcosmt，载波为c(t)cosct， DSB信号的时域表示式为

sDSB(t)Amcosmtcosct 11Amcos(Cm)tAmcos(cm)t22保留上边带，则

sUSB(t)1Amcos(Cm)t2

11AmcosmcosctAmsinmsinct22保留下边带，则

sLSB(t)1Amcos(Cm)t2

11AmcosmtcosctAmsinmtsinct2211AmcosmtcosctAmsinmtsinct 22

sSSB(t)式中，“-”表示上边带信号，“+”表示下边带信号。

式中，Amsinmt可以看成是Amcosmt相移

，而幅度大小保持不变。我2们把这一过程称为希尔伯特变换，记为“”，则

Amcosmt = Amsinmt

 SSB信号的时域表示式：

sSSB(t)11ˆ(t)sinct m(t)cosctm22 sSSB(t)^11ˆ(t)sinct m(t)cosctm22^式中，m(t)是m(t)的希尔伯特变换。若M()为m(t)的傅氏变换，则m(t)的傅氏变换M()为

M()M()[jsgn]^^

式中符号函数

1, sgn1, 设

00

Hh()M()/M()jsgn^

我们把Hh()称为希尔伯特滤波器的传递函数，它实质上是一个宽带相移网络，

^表示把m(t)幅度不变，所有的频率分量均相移，即可得到m(t)。

2单边带调制相移法的模型，如图4-7所示。

图4-7 相移法形成单边带信号

相移法形成SSB信号的困难在于宽带相移网络的制作，该网络要对调制信号

m(t)的所有频率分量都必须严格相移

，这一点即使近似达到也是困难的。 2SSB调制方式在传输信号时，不但可节省载波发射功率，而且它所占用的频带宽度为 BSSBfH，因此目前已成为短波通信中一种重要调制方式。

SSB信号的解调和DSB一样不能采用简单的包络检波，仍需采用相干解调。

4. 残留边带调制(VSB)

残留边带调制是介于SSB与DSB之间的一种调制方式，它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点，又解决了SSB信号实现上的难题。在VSB中，不是完全抑制一个边带（如同SSB中那样），而是逐渐切割，使其残留—小部分，如图4-8（d）所示。

图4-8 DSB、SSB和VSB信号的频谱

用滤波法实现残留边带调制的原理如图4-9(a)所示。图中,滤波器的特性应按残留边带调制的要求来进行设计。

图4-9 (a) VSB调制器模型 (b) VSB解调器模型 由图4-9(a)可知，残留边带信号的频谱为

1SVSB()[M(+c) M(-c)]HVSB()

2为了确定HVSB()应满足的条件，我们来分析一下接收端是如何从该信号中恢复原基带信号的。

VSB信号必须采用如图4-9(b)所示的相干解调。图中，残留边带信号sVSB(t)与相干载波2cosct的乘积为

2sVSB(t)cosct [SVSB(c)SVSB(c)]

选择合适的低通滤波器，则低通滤波器的输出为

S0()1M()[HVSB(c)HVSB(c)] 2为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号，必须要求

HVSB(c)HVSB(c)常数，式中，H是调制信号的最高频率。

H

满足上式的HVSB()的可能形式有两种：图4-10（a）所示的低通滤波器形式和（b）所示的带通（或高通）滤波器形式。

图4-10 （a）残留部分上边带的滤波器特性

（b）残留部分下边带的滤波器特性

几何解释：以残留上边带的滤波器为例，它是一个低通滤波器。这个滤波器将使上边带小部分残留，而使下边带绝大部分通过。将HVSB()进行c的频移，分别得到HVSB(c)和HVSB(c) ，将两者相加，其结果在H范围内应为常数，为了满足这一要求，必须使HVSB(c)和HVSB(c)在0处具

有互补对称的滚降特性。

只要残留边带滤波器的特性HVSB()在c处具有互补对称（奇对称）特性，那么，采用相干解调法解调残留边带信号就能够准确地恢复所需的基带信号。

图4—11 残留边带滤波器的几何解释

二、 线性调制信号的解调

1. 相干解调法

适用：AM、DSB、SSB、VSB

2. 包络检波法

适用：AM

smtBPFcosctLPFmot

smtBPF整流LPFmot包络检波器第十五讲 线性调制系统的抗噪声性能（一）

主要内容：分析模型；DSB和SSB系统相干解调的抗噪声性能；AM系统

包络检波抗噪声性能的分析思路。

§4．2 线性调制系统的抗噪声性能

一、 分析模型

本节将要研究的问题是信道存在加性高斯白噪声时，各种线性调制系统的抗噪声性能。

分析解调器的抗噪声性能的模型如图4-16所示。图中，sm(t)为已调信号，

n(t)为传输过程中叠加的高斯白噪声。带通滤波器的作用是滤除已调信号频带以外的噪声，因此，经过带通滤波器后到达解调器输入端的信号仍可认为是

sm(t)，噪声为ni(t)。解调器输出的有用信号为m0(t)，噪声为n0(t)。

图4-16 解调器抗噪声性能分析模型

解调器输入端的噪声ni(t)形式是相同的，当带通滤波器带宽远小于其中心频率为0时，ni(t)即为平稳高斯窄带噪声，它的表示式为

ni(t)nc(t)cos0tns(t)sin0t

或者

ni(t)V(t)cos[0t(t)]

窄带噪声ni(t)及其同相分量nc(t)和正交分量ns(t)的均值都为0，且具有相同的方差，即

2 ni2(t)nc(t)ns2(t)Ni

式中 Ni为解调器输入噪声ni(t)的平均功率。若白噪声的双边功率谱密度为

n0/2，带通滤波器传输特性是高度为1带宽为B的理想矩形函数，则

Nin0B

为了使已调信号无失真地进入解调器，同时又最大限度地抑制噪声，带宽B应等于已调信号的频带宽度，当然也是窄带噪声ni(t)的带宽。

图4-17 带通滤波器传输特性

评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看解调器的输出信噪比。

输出信噪比：

2S0解调器输出有用信号的(t)平均功率m02N0解调器输出噪声的平均功率n0(t)

在已调信号平均功率相同，而且信道噪声功率谱密度也相同的情况下，输出信噪比反映了系统的抗噪声性能。

为了便于衡量同类调制系统不同解调器对输入信噪比的影响，还可用输出信噪比和输入信噪比的比值G来表示。

调制制度增益：

GS0/N0Si/Ni

Si/Ni 为输入信噪比，定义为

2Si解调器输入已调信号的(t)平均功率sm

2Ni解调器输入噪声的平均功率ni(t)显然，G越大，表明解调器的抗噪声性能越好。

二、

性能分析

在分析DSB、SSB、VSB系统的抗噪声性能时，为相干解调器，如图4-18所示。相干解调属线性解调，故解调过程中，输入信号及噪声可以分别单独解调。

图4-18 线性调制相干解调的抗噪声性能分析模型

1. DSB调制系统的性能 设解调器输入信号为

sm(t)m(t)cosct

与相干载波cosct相乘后，得

m(t)cos2ct11m(t)m(t)cos2ct 22经低通滤波器后，输出信号为 m0(t)1m(t) 212m(t) 4因此，解调器输出端的有用信号功率为

2S0m0(t)解调DSB时，接收机中的带通滤波器的中心频率0与调制载频c相同，因此解调器输入端的噪声ni(t)可表示为

ni(t) nc(t)cosctns(t)sinct

ni(t)cosctnc(t)cosctns(t)sinctcosct

=

经低通滤波器后，

n0(t)故输出噪声功率为

1nc(t)211nc(t)[nc(t)cos2ctns(t)sin2ct] 22

2(t) N0n012nc(t) 4因此

N01211ni(t)Nin0B 444这里，BPF的带宽B2fH，为双边带信号的带宽。

解调器输入信号平均功率为

2(t)m(t)cosct Sism212m(t) 2可得解调器的输入信噪比

12m(t)Si2 Nin0B解调器的输出信噪比

12m(t)S0m2(t)4 1N0n0BNi4因而制度增益为

GDSBS0/N02

Si/Ni这就是说，DSB信号的解调器使信噪比改善一倍。这是因为采用同步解调，使输入噪声中的正交分量ns(t)被消除的缘故。

2. SSB调制系统的性能

单边带信号的解调方法与双边带信号相同，其区别仅在于解调器之前的带通滤波器的带宽和中心频率不同。前者的带通滤波器的带宽是后者的一半。

单边带信号解调器的输出噪声与输入噪声的功率为

N011Nin0B 44这里，BfH为单边带的带通滤波器的带宽。 单边带信号的表示式

sm(t)11ˆ(t)sinct m(t)cosctm221m(t)412m(t)16与相干载波相乘后，再经低通滤波可得解调器输出信号

m0(t)

因此，输出信号平均功率

2S0m0(t)

输入信号平均功率

12ˆ(t)sinct]2Sism(t)[m(t)cosctm4

11212ˆ(t)][m(t)m422 Si12m(t) 4于是，单边带解调器的输入信噪比为

12m(t)Sim2(t)4 Nin0B4n0B输出信噪比为

12m(t)S016m2(t) 1N04n0Bn0B4因而制度增益为

GSSBS0/N01Si/Ni

这是因为在SSB系统中，信号和噪声有相同表示形式，所以，相干解调过程中，信号和噪声的正交分量均被抑制掉，故信噪比没有改善。

如果在相同的输入信号功率Si，相同输入噪声功率谱密度n0，相同基带信号带宽fH条件下，对这两种调制方式进行比较，它们的输出信噪比是相等的。因此两者的抗噪声性能是相同的，但双边带信号所需的传输带宽是单边带的两倍。

3. 调幅信号包络检波的抗噪声性能

AM信号可采用相干解调和包络检波。相干解调时AM系统的性能分析方法与前面双边带（或单边带）的相同。实际中，AM信号常用简单的包络检波法解调，其检波输出正比于输入信号的包络变化。

图4-19 AM包络检波的抗噪声性能分析模型

设解调器的输入信号

sm(t)[A0m(t)]cosct

其中A0为载波幅度，m(t)为调制信号。这里仍假设m(t)的均值为0，且

A0m(t)max。输入噪声为

ni(t)nc(t)cosctns(t)sinct显然，解调器输入的信号功率Si和噪声功率Ni为

A0m2(t)2 Sism(t) 22 Nini2(t)n0B

2输入信噪比

SiA0m2(t) Ni2n0B解调器输入是信号加噪声的混合波形，即

2sm(t)ni(t)[Am(t)nc(t)]cosctns(t)sinctE(t)cos[ct(t)]其中合成包络

E(t)[Am(t)nc(t)]2ns2(t)

理想包络检波器的输出就是E(t) ，有用信号与噪声无法完全分开。因此，计算

输出信噪比是件困难的事。

第十六讲 线性调制系统的抗噪声性能（二）

主要内容：AM信号包络检波的抗噪声性能；角调制的基本概念。

AM信号采用包络检波法解调，解调器输入是信号加噪声的混合波形，其合成包络

E(t)[Am(t)nc(t)]2ns2(t)

理想包络检波器的输出就是E(t) ，有用信号与噪声无法完全分开。我们来考虑两种特殊情况。

1) 大信噪比情况

此时，输入信号幅度远大于噪声幅度，即

[A0m(t)]nc2(t)ns2(t)

因而可简化为

E(t)[A0m(t)]22[A0m(t)]nc(t)nc2(t)ns2(t)

[A0m(t)]22[A0m(t)]nc(t)2nc(t)[A0m(t)]1Am(t)0nc(t)[A0m(t)]1Am(t)0A0m(t)nc(t)这里利用了近似公式 (1x)11212

x,x1时 2S0m2(t)

2 N0nc(t)ni2(t)n0B

输出信噪比

S0m2(t) N0n0B可得制度增益

GAMS0/N02m2(t)2Si/NiA0m2(t)

显然，AM信号的调制制度增益GAM随A0的减小而增加。但对包络检波器来说, 为了不发生过调制现象,应有 A0m(t)max，所以GAM总是小于1。例如：100%的调制(即A0m(t)max)且m(t)又是正弦型信号，有

A m2(t)0

22可得

GAM2 3这是AM系统的最大信噪比增益。这说明解调器对输入信噪比没有改善，而是恶化了。

可以证明，若采用同步检测法解调AM信号，则得到的调制制度增益GAM与前面给出的结果相同。

对于AM调制系统，在大信噪比时，采用包络检波器解调时的性能与同步检测器时的性能几乎一样。但应该注意，后者的调制制度增益不受信号与噪声相对幅度假设条件的限制。

2) 小信噪比情况

小信噪比指的是噪声幅度远大于信号幅度，即

[A0m(t)]nc2(t)ns2(t)

这时

E(t)[A0m(t)]2nc2(t)ns2(t)2nc(t)[A0m(t)]

nc2(t)ns2(t)2nc(t)[A0m(t)]

2n(t)[A0m(t)] [nc2(t)ns2(t)]1c2 2n(t)n(t)cs R(t)12[A0m(t)]cos(t)

R(t)其中R(t)及(t)代表噪声ni(t)的包络及相位

R(t)nc2(t)ns2(t)n(t) (t)arctgs

nc(t)n(t)cos(t)cR(t)Am(t) E(t)R(t)1cos(t)

R(t) =R(t)[Am(t)]cos(t)

这时，E(t)中没有单独的信号项，只有受到cos(t)调制的m(t)cos(t)项。由于cos(t)是一个随机噪声。因而，有用信号m(t)被噪声扰乱，致使m(t)cos(t)也只能看作是噪声。因此，输出信噪比急剧下降，这种现象称为解调器的门限效应。开始出现门限效应的输入信噪比称为门限值。这种门限效应是由包络检波器的非线性解调作用所引起的。

用相干解调的方法解调各种线性调制信号时不存在门限效应。原因是信号与噪声可分别进行解调，解调器输出端总是单独存在有用信号项。

由以上分析可得如下结论：在大信噪比情况下，AM信号包络检波器的性能几乎与相干解调法相同。但随着信噪比的减小，包络检波器将在一个特定输入信噪比值上出现门限效应。一旦出现门限效应，解调器的输出信噪比将急剧恶化。

§4．3 非线性调制（角调制）的原理

使高频载波的频率或相位按调制信号的规律变化而振幅保持恒定的调制方式，称为频率调制（FM）和相位调制(PM)， 分别简称为调频和调相。 因为频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，故调频和调相又统称

为角度调制。

角度调制与线性调制不同，已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移，而是频谱的非线性变换，会产生与频谱搬移不同的新的频率成分，故又称为非线性调制。

一、 角调制的基本概念 角度调制信号的一般表达式为

Sm(t)Acos[ct(t)]

式中，A是载波的恒定振幅；[ct(t)]是信号的瞬时相位(t)，而(t)称为相对于载波相位ct的瞬时相位偏移；d[ct(t)]/dt是信号的瞬时频率，而

d(t)/dt称为相对于载频c的瞬时频偏。

所谓相位调制，是指瞬时相位偏移随调制信号m(t)而线性变化，即

(t)Kpm(t)

其中KP是常数。于是，调相信号可表示为

sPM(t)Acos[ctKpm(t)]

所谓频率调制，是指瞬时频率偏移随调制信号m(t)而线性变化，即

d(t)Kfm(t) dt其中Kf是一个常数，这时相位偏移为 (t)Kf 代入则可得调频信号为

ttm()d

sFM(t)Acos[ctKfm()d]

FM和PM非常相似，如果预先不知道调制信号m(t)的具体形式，则无法判断已调信号是调相信号还是调频信号。

第十七讲 角调制和频分复用的原理

主要内容：FM和PM的关系；FM的调制与解调原理及抗噪声性能；模

拟调制系统的性能比较；频分复用的基本原理。

FM和PM的关系：如果将调制信号先微分，而后进行调频，则得到的是调相波，这种方式叫间接调相；同样，如果将调制信号先积分，而后进行调相，则得到的是调频波，这种方式叫间接调频。

图4-20 直接和间接调相

图4-21 直接和间接调频

从以上分析可见，调频与调相并无本质区别，两者之间可相互转换。鉴于在实际应用中多采用FM波，下面将集中讨论频率调制。

二、 调频

前面已经指出，频率调制属于非线性调制，其频谱结构非常复杂，难于表述。但是，当最大相位偏移及相应的最大频率偏移较小时，即一般认为满足

Kftm()d]6 （或0.5）

时，可以简化，因此可求出它的任意调制信号的频谱表示式。这时，信号占据带宽窄，属于窄带调频（NBFM）。反之，是宽带调频（WBFM）。

为使问题简化，我们只研究单音调制的情况。 设单音调制信号

m(t)AmcosmtAmcos2fmt

调频信号的瞬时相偏

(t)AmKFcosmdtAmKFmsinmtmfsinmt

式中，AmKF为最大角频偏，记为。mf为调频指数，它表示为 mfAmKFmmf fm则单音宽带调频的时域表达式

sFM(t)Acos[ctmfsinmt] 令A=1，

sFM(t)它的付氏变换即为频谱

nJn(mf)cos(cnm)t

SFM()Jn(mf)(cnm)(cnm)

 调频波的频谱包含无穷多个分量。当n=0时就是载波分量c，其幅度为

J0(mf)；当n0时在载频两侧对称地分布上下边频分量cnm，谱线之间的间隔为m，幅度为Jn(mf)，且当n为奇数时，上下边频极性相反； 当n为偶数时极性相同。图4-25示出了某单音宽带调频波的频谱。

图4-24 Jn(mf)—mf关系曲线

图4-25 调频信号的频谱（mf=5 ）

由于调频波的频谱包含无穷多个频率分量，因此理论上调频波的频带宽度为无限宽。然而实际上边频幅度Jn(mf)随着n的增大而逐渐减小，因此调频信号可近似认为具有有限频谱。调频波的带宽为

BFM2(mf1)fm2(ffm)

它说明调频信号的带宽取决于最大频偏和调制信号的频率，该式称为卡森公式。

若mf1时 BFM2fm

这就是窄带调频的带宽。

若mf10时 BFM2f

这是大指数宽带调频情况，说明带宽由最大频偏决定。

根据经验把卡森公式推广，即可得到任意限带信号调制时的调频信号带宽的估算公式

BFM2(D1)fm

这里，fm是调制信号的最高频率，D是最大频偏f与fm的比值。

三、 调频信号的产生与解调

1.调频信号的产生

1) 直接法

直接调频就是用调制信号直接去控制载波振荡器的频率，使其按调制信号的规律线性地变化。

每个压控振荡器自身就是一个FM调制器，因为它的振荡频率正比于输入控制电压，即

i(t)0KFm(t)

若用调制信号作控制信号，就能产生FM波。

调制信号FM信号晶振PDLFVCO

图4-26 PLL调制器

2) 间接法

间接法是先对调制信号积分后对载波进行相位调制，从而产生窄带调频信号(NBFM)。然后，利用倍频器把NBFM变换成宽带调频信号(WBFM)。

mt积分器相位调制sNBFMt倍频器sWBFMtAcostc

图4-27 间接调频框图

优点:频率稳定度好。

缺点:需要多次倍频和混频，因此电路较复杂。

2.调频信号的解调

调频信号的解调也分为相干解调和非相干解调。相干解调仅适用于NBFM信号，而非相干解调对NBFM信号和WBFM信号均适用。

1) 非相干解调

调频信号的解调是要产生一个与输入调频信号的频率呈线性关系的输出电压。完成这种频率-电压转换关系的器件是频率检波器，简称鉴频器。

图4-30给出了一种用振幅鉴频器进行非相干解调的原理框图。图中，微分器和包络检波器构成了具有近似理想鉴频特性的鉴频器。微分器的作用是把幅度恒定的调频波sFMt变成幅度和频率都随调制信号m(t)变化的调幅调频波

sdt，即

sd(t)A[cKfm(t)]sin[ctKfm()d]

包络检波器则将其幅度变化检出，滤去直流，再经低通滤波后即得解调输出

m0(t)KdKFm(t)

这里Kd称为检频器灵敏度。

输出电压Kd0csdt鉴频器输入频率sFMtBPF及限幅微分电路包络检波LPFmot

图4-30鉴频器特性与原理框图

图中，限幅器的作用是消除信道中噪声和其它原因引起的调频波的幅度起

伏，带通滤波器（BPF）是让调频信号顺利通过，同时滤除带外噪声及高次谐波分量。

2) 相干解调

由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，因而可以采用线性调制中的相干解调法来进行解调。

四、 调频系统的抗噪声性能 可证明大信噪比时

GFM3m2f(mf1)

上式表明，大信噪比时宽带调频系统的制度增益是很高的。也就是说，加大调制指数mf，可使调频系统的抗噪声性能迅速改善。

当(Si/Ni)FM减小到一定程度时，解调器的输出中不存在单独的有用信号项，信号被噪声扰乱，因而(So/No)FM急剧下降。这种情况与AM包检时相似，我们称之为“门限效应”。

§4．4 各种模拟调制系统的性能比较

综合前面的分析，各种模拟调制方式的性能如表4-1所示。表中的S0/N0是在相同的解调器输入信号功率Si、相同噪声功率谱密度n0、相同基带信号带宽fm的条件下得到的结果。其中AM为100%调制，调制信号为单音正弦。

表 4 - 1 调制方 式 DSB SSB VSB 略大于fm 2fm 近SSB AM 2/3 2fm 2 1 S0 N0设备 复杂度 主要应用 信号带宽 制度增益 Si n0fm 中等 较少应用 短波无线电广播 话音频分多路 复杂 商用电视广播 fm Si n0fm复杂 似近SSB 似 1Si3n0fm 简单 中短波无线电广播 FM 32Si mf2n0fm中等 2(mf1)fm3m2(m1)ff 超短波小功率电台（窄带FM）微波中继，调频立体声广播（宽带FM）

WBFM抗噪声性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪声性能次之，AM抗噪声性能最差。NBFM和AM的性能接近。FM的调频指数mf越大，抗噪声性能越好，但占据的带宽越宽，频带利用率低。SSB的带宽最窄，其频带利用率高。

图 4-40 各种模拟调制系统的性能曲线

§4．5 频分复用

在实际中，信道所提供的频带宽度往往比一路信号所占用的带宽要宽很多。

例如，在一个10MHz带宽的超短波信道中传输话音信号，当采用窄带调频方式调制，已调信号带宽大约20KHz左右。用10MHz带宽的信道只传输一路20KHz带宽的信号显然太浪费信道资源了。为了提高频谱利用率，充分利用信道资源，就需要采用多路复用技术，实现在同一信道中同时传输多路信号。

一、 复用

将多个彼此独立的信号合并成一个复合信号，并在同一个信道中传输。 二、 复用技术分类

1. 频分复用(FDM) 2. 时分复用(TDM) 3. 码分复用(CDM)

三、 FDM的原理

所谓频分复用(Frequency-Division Multiplexing—FDM)是指按照频率的不同来复用多路信号的方法。

在频分复用中，信道的带宽被分成若干个相互不重叠的频段，每路信号占用其中一个频段，因而在接收端可以采用适当的带通滤波器将多路信号分开，从而恢复出所需要的信号。

频分复用系统组成原理图如图10-1所示。图中，各路基带信号首先通过低通滤波器(LPF)，限制基带信号的带宽，避免它们的频谱出现相互混叠。然后，各路信号分别对各自的载波进行调制、合成后送入信道传输。在接收端，分别采用不同中心频率的带通滤波器分离出各路已调信号，解调后恢复出基带信号。

图10-1 频分复用系统组成原理图

频分复用是利用各路信号在频率域不相互重叠来区分的。若相邻信号之间产生相互干扰，将会使输出信号产生失真。为了防止相邻信号之间产生相互干扰，应合理选择载波频率fc1,fc2,,fcn，并使各路已调信号频谱之间留有一定的保护间隔。

图10-2 复用信号的频谱结构示意图

四、 模拟电话多路复用系统

目前，多路载波电话系统是按照CCITT建议，采用单边带调制频分复用 方式。北美多路载波电话系统中，由12路电话复用为一个基群(Basic Group)；5个基群复用为一个超群(Super Group)，共60路电话；由10个超群复用为一个主群(Master Group)，共600路电话。如果需要传输更多路电话，可以将多个主群

进行复用，组成超主群。

每路电话信号的频带限制在300—3400Hz，为了在各路已调信号间留有保护间隔，每路电话信号取4000Hz做为标准带宽。