FLYBACK实验报告

二、实验内容和原理（必填） 四、操作方法和实验步骤 六、实验结果与分析（必填）

一、 实验要求

1. 使用芯片：UC3844；

2. 输入要求：单相AC85V～230V；

3. 输出电压：两路输出，纹波峰峰值以及稳压精度小于额定电压的5％； 4. 工作模式：自选，如CCM或者DCM； 5. 控制模式：电流控制模式，DCM或CCM均可。 6. 功率要求：小于20瓦

二、 实验仪器清单

1. 单相调压器 2. 电烙铁 3. 工具（套）

* *

4. 双踪示波器 5. 万用表 6. 电感测量仪 7. 实验所需主要元器件 8. 通用印刷电路板 9. EI28磁芯及配套骨架 10. 功率MOSFET

11. PWM控制芯片UC3844

三、 反激电路的工作原理

A. 理想反激变换器工作原理

反激电路在开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

图1 图2

* *

Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、D2反偏，C1、C0单独向负载供电。C1、C0容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为

di/dt=(Vdc-1)/Lp

其中，Lp是初级励磁电感。在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp变压器储能为

LP×(IP)2E=

2Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，无其他辅助绕组。则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为

N1

Ig=Ip×()

N2

几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。Q1关断时，Nm同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs⁄dt=Vom/Ls。其中Ls为次级电感。若次级电流Is再次导通之前降到零，则变压器存储的能量在Q1再次导通之前已经传送到负载端，变压器工作在不连续模式。一个周期T内直流母线电压提供的功率为

LP×(IP)2P=

2TIp=(Vdc-1)Ton/Lp,则有

[(Vdc−1)Ton]2[VdcTon]2P=≈ 2TLp2TLp

由上式可见，只要反馈保持VdcTon恒定，即可保持输出恒定。

* *

B. 实际反激变压器工作原理

idRsUdCsLmDsiqCqUqLlkN1:N2D2icuLCRUOT1

图3

实际由于各种寄生参数的存在，如变压器的漏感、开关管的源漏极电容等，进一步的等效电路如图3。由于变压器漏感Llk 的存在，必须增加吸收电路，其换流过程比较复杂。本次设计即基于这一模型展开。

四、 反激电路参数设计

1. 设计要求

1) 输入：单相AC85V～265V rms；

2) 输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输入电气隔离 3) 稳压精度：1%

4) 输出电压纹波：<2% ； 5) 负载调整率：<1% (反馈输出） 6) 输入调整率：1%控制器：UC3845

* *

7) 开关频率：100K 8) 满载情况下， DCM模式 9) 工作效率：0.85

2. 整流桥设计

整流桥的主要参数有反向击穿电压，正向压降，平均整流电流，额定有效值电流，初级纹波电流等。根据文献，整流桥的反向击穿电压 应满足下式要求

VBR1.252AC(max)

本设计最大交流电压是 374.8V，则根据计算可得：

VBR1.252AC(max)1.252374.8662.5V

所以应选用耐压值大于 662.5V 的整流桥

3. 输入滤波电容设计

电容按照宽范围的设计要求即，2u/W，现在输出功率

Po17w，设计工作效率为

0.85，输入功率为：

PinPo17w20w0.85

则电容为：

C=202u=40u

在实际工作电路中，使用C=100u以适当减小输入电压纹波。

* *

4. 变压器设计

FLYBACK直流输入的范围为852V:2652V 最小母线电压的计算：

VDCmin2VLINEmin2Pin(1Dch)20(10.2)2852106.1V6CDCfL1001050

因此母线电压变化范围为：106.1V—374.8V。

1) 确定匝比

在额定

Umin106.1Vn1和设定的占空度为0.45时匝比计算：

UiD106.10.45g6.83，取n17 'Uo11D12.7(10.45)n2

2) 确定原边电感量

UiD106.10.45g15.23，取n215 'Uo1D5.7(10.45)2输入电压106.1V，最大占空比为：

Dmax输入功率为：

'nU712.71o10.456 'UinU106.1712.71o1PinmaxPomax/eff20W

* *

原边平均电流最大值为：

IavgmaxPinmax/VDCmin20/106.1V0.1A

原边电流峰值：

I1peak2gIavgmax/Dmax20.1/0.4560.829A

原边电感量的确定，因为工作在DCM模式下，故：

P12gLpgIpeakgfso 2所以Lp

2gPo217582uH 25I2gfg0.829100.85peaks3) 确定副边电感量

次级线圈电感:

Ls1Lpn2111.88uH

Ls2

4) 选择磁芯材料

Lpn222.59uH

选择最大磁通密度为Bmax0.2T，临界断续时BBmax，反激变压器K10.0085

Po15AP=AcgAw()4/33K1gBgfs0.00850.210010

4/30.088cm4

* *

通过查阅数据手册，可以得知EI28型号的磁芯参数如下： 磁芯有效截面积Ac0.844cm2，

ED18.67.2窗口截面积AwFg12.872.96mm20.73cm2

22所以AP=AwgAc0.616cm4，故可以满足要求

5) 确定原副边匝数

副边绕组匝数1：

Wsec1Vsecmin1gDmax12.70.456=3.43

fsgAcgB1001030.84410-40.2原边匝数：

Wpn1gWsec173.4324.1

Wsec2Wp/n224.1/151.60，

为了获得较好的副边交叉调整率，调整匝数如下：

Wp48，Wsec17，Wsec23

6) 导线线径和股数

2取电流密度J6A/mm

A. 原边绕组股数

原边绕组电流有效值为：

IpeakIvallay212(IpeakIvallay)gD212 Irms* *

其中因为此为DCM工作模式，故Ivallay0 所以原边绕组电流有效值为：

Irms11(0.82920.8292)0.4560.323A 412所需要的截面积为：

SpriIpri_rmsJ0.3230.05383mm2 6所以原边股数NPSpriSw0.053830.33240.629

所以取NP1

B. 副边绕组股数

副边绕组1电流有效值为：

Isec_rms1A

所需要的截面积为：

SsecIsec_rmsJ1mm2 6所以副边的股数NsSsec_rmsSw1/60.33241.95

所以取Ns2

* *

5. 开关器件选择 1) 原边开关MOSFET

UdsUin(max)n1g(UoutUF)60Vk374.87(120.7)60581.8V

0.9Vin(max)：最大输入 n1：匝比

60V：考虑器件的电压过冲（吸收电路的嵌位电压） k:降额使用的系数，通常为0.9

因此可以选用耐压为700V的MOSFET作为该电路的开关管。

2) 副边二极管的选择

对于输出12V/1A的变压器副边：

UkaUin(max)n1Uoutk265271272.8V

0.9最大电流/平均电流：n1gI1peak/Io70.829/15.803A 对于输出5V/1A的变压器副边：

UkaUin(max)n2Uoutk

265215533.32V

0.96. 输出电容的选择

* *

根据电流/电压应力，纹波要求，选择电解电容。 (1) 输出电压12V

取输出电压纹波 V=1%Uo1%12v0.12v 则输出滤波电容值为：

Iog(T-Tsencond)1(101060.45610106)Co145.33uF

Vo0.12(2) 输出侧电压为5V

取输出电压纹波 V=1%Uo1%5v0.05v 则输出滤波电容值为：

Iog(T-Tsencond)1(101060.45610106)Co2108.8uF

Vo0.05

7. 无源 RCD 钳位电路

引入钳位电路，目的是消耗漏感对主电路的影响，但如果选择不合适，有可能消耗初级电感能量。所以钳位电路参数 R、C 的取值对反激变换器的性能好坏有重要的影响。当钳位电路连接到电路中时，即当功率 MOS 管关断时，二极管 D 导通时，C被充电，电压上升。这时对 R、C 取值的考虑分为以下几种情况：

a) 当 C 取值较大时，C 上的电压缓慢上升，次级反激过冲小，变压器初级

能量不能迅速传递到次级。

b) 当 C 值特别大时，电压峰值小于次级反射电压，这时钳位电容 C 上的

电压值将一直保持在次级反射电压值左右，即钳位电阻变为死负载，在整个过程中将一直消耗磁芯的能量，降低变压器效率。

* *

c) 当 R、C 值过小时，因为 R、C 时间常数小，在开关管 S 下一次开通

时，C 上的电压很快会降到次级反射电压，钳位电阻都将成为死负载，消耗变压器的能量。

d) 当 R、C 取值合适时，C 上电压在开关管截止瞬间迅速上升，二极管 D

截止，电容 C 通过电阻 R 放。在下一次开关管 S 开通瞬间，C 上电压放到接近次级反射电压，在下一次导通时，C 上的能量恰好可以完全释放完。这时取值钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力大，对选择功率 MOS 管应特别注意，注意留好余量。

UDS(max)468.1V

UCsn1g(VoVF)607(12+2)+60=158V

钳位电路的电容损耗为：

PCsRS上消耗的功率为：

2UCs(max) PRsRS12LlkIds_peakfs 2I1peak2gIavgmax/Dmax20.1/0.4560.829A

电容储能最后全部消耗在电阻上，故PRsPCs，得到钳位电阻计算公式：

22UCs21582Rs72.6k 2623LlkIds_peakfs10100.82910010确定钳位电容CS,钳位电容CS的值应该取得足够大以保证在吸收漏感能量的时候自身脉动电压足够小，现取这个脉动电压为钳位电压的5%，故可以通过下式确定CS的最小值

CSUCs46.492.75nF

UCsgRSgfs0.0546.49729100103* *

故取CS10nF 8. 芯片外围电路

1) RC振荡电路

振荡器频率由定时元件RT和CT选择值确定，电容CT由5.0V参考电压通过充电，充电至2.8V，再由一个内部电流宿放电至1.2V。因为我们选取的工作频率为50KHZ故

fRC1.722fs2105 RCRC8.6106

取RT39K，CT220pF

2）根据TL431特性计算Rbias，Rup，Rlow

TL431 参考输入端的电流参考值为 1.8μA ， 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻 Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上，根据 公式计算，取 Rlow的值为 10.2kΩ

Rlow2.5V13.8k

180A根据 TL431 的特性，Rup、Rlow、Uout、Uref有固定的关系：

UoutRup1Uref

RlowRlow UrefRupUoutUref上 式 中 ，Uref为 2.5V，Uout为12V，根据上式计算得出 Rup＝39kΩ 。 TL431 的工作电流 Ika 的范围在 1mA ～ 100mA ， 当 Rs的电流接近于零(即TLP521 的正向电流 If为零，Uf小于1.2V)时也必须保证 Ika 至少为 1mA，此时 Ubias必然小于1.2V。

* *

Rbias1.21.2k 0.001所以我们取Rbias为1kΩ

五、 实验结果及其分析

1. Vgs、Vds、Ids波形

A. 满载情况下Vgs、Vds、Ids波形

波形 Vds Vgs Vin=110v 输入电压Vin(V) Vin=190v Vin=265v * *

Ids

B. 半载情况下Vgs、Vds、Ids波形

波形 Vds Vgs Ids Vin=110v 输入电压Vin(V) Vin=190v Vin=265v * *

C. 空载情况下Vgs、Vds、Ids波形

波形 Vds Vgs Vin=110v 输入电压Vin(V) Vin=190v Vin=265v

* *

结果分析：

(1) 随着输入电压的升高，PWM的输出占空比逐渐减小，MOS管关断时两端的

电压值升高；

(2) 随着负载减小(负载电阻阻值增大)，PWM的输出占空比逐渐减小，MOS管

关断时两端的电压值相应降低；

(3) 开关管刚关断时，MOS管的寄生电容和Rs发生振荡，使Vgs电压波形产生

振荡；

(4) 负载越轻，电路越容易工作在断续状态下；

2. 芯片个引脚的波形

输入电压Vin=150V 满载工作 引脚1(comp端) 引脚4(RC振荡) * *

引脚6(pwm输出) 引脚3(CS端) 分析：

(1) Pwm输出方波的频率为97.7KHz，满足工作频率的要求；

(2) RC脚输入的三角波频率为133KHz，与输出方波频率不满足2倍关系，

原因是振荡RC中的电容值为220pF，容值很小，使得示波器内部的电容对其产生影响；

3. 输出电压纹波

负载 12V输出侧 纹波波形 5V输出侧 * *

满载 半载 空载

分析：由上图可知，载越重，输出电压纹波越大，因为载重时输出电流大，输出

端滤波电容的电压纹波变大，所以输出电压纹波变大。

* *

4. 输出电压结果记录

输入电压Vin=110V 输出 电压 12V侧 满载 5V侧 电流 12V侧 5V侧 功率 12V侧 5V侧 4.580W 2.349W 0.034W 12.13V 4.785V 1.098A 0.956A 14.320W 半载 12.09V 4.848V 0.1A 0.484A 7.102W 空载 11.76V 4.912V 0A 0.007A 0.001W

输入电压Vin=190V 输出 电压 12V侧 满载 5V侧 电流 12V侧 5V侧 功率 12V侧 14.33W 半载 12.13V 4.848V 0.1A 0.484A 7.102W 5V侧 4.580W 2.349W 12.16V 4.785V 1.090A 0.957A * *

空载 12.01V 4.912V 0A 0.017A 0.001W 0.082W

输入电压Vin=260V 输出 电压 12V侧 满载 5V侧 电流 12V侧 5V侧 功率 12V侧 14.27W 半载 12.05V 4.848V 0.539A 0.484A 7.044W 空载 11.77V 4.912V 0A 0.012A 0.002W

输出整流二极管电压为28V，钳位电容电压为59V，7号引脚VCC电压为15.58V

5. 输出电压性能

A. 负载调整率

12V输出侧 Vout(V) 满载(12Ω) 空载 Vout(V) 5V输出侧 满载(5Ω) 空载 5V侧 4.580W 2.352W 0.061W 12.13V 4.785V 1.088A 0.957A * *

12.16V 调整率

B. 交叉调整率

11.77V 3.207% 调整率 4.785V 4.912V 2.6% Vin=150V R12 5V测Vout 12 4.785V 空载 4.779V R5 12V测Vout 调整率

C. 输入电压调整率 (两路输出满载)

0.125% 调整率 24.9% 5 13.09V 空载 9.83V Vin 80V 260V 4.785V 12.13V 输入电压调整率 0.20% 2.97% Vo（5V侧） 4.774V Vo（12V侧）

D. 输入电压范围

11.78V 80-265V均能保持输出稳定

E. 输出电压

5V侧：额定值4.785V，变化范围[-0.001,0.005]

* *

12V侧：额定值12.13V，变化范围[-0.04,0.37]

F. 满载输出功率

参数 5V侧 12V侧 合计

电压（V） 4.785 12.13 ------ 电流（A） 0.947 1.090 ------ 功率（W） 4.580 13.22 17.80 六、 调试中出现的问题及解决方法

1. 绕制的时候副边绕组的同名端方向并没有合理安排好，使后期在连线的时候

会使导线出现交叉。

2. 对辅助绕组股数的选择上却没有详细思考，想当然地认为其流过的最大电流

就是和12V稳压输出测一致，这里就产生了错误。因为辅助绕组的功能是给芯片供电，所需要的电流在毫安级别，所以只需要一股绕线就够了。

3. 一开始使用的RCD中的电阻阻值为30K，在工作过程中测得电容两端的电

压达到了160V，这么高的钳位电压再加上副边绕组折算到原边的电压值很容易使MOS管发生击穿。所以后来我们将钳位电阻更换成阻值为51K欧姆的功率电阻后，钳位电压也降到了59V。

* *

4. 在自启动回路的储能电容两端没有并联一定阻值的电阻作为假负载，使得该

电容两端的电压达到了58V这样比较高的值，过高的电压值容易使电容发生击穿。在经过林壮学长指导后，我们并接了一个1K欧姆的电阻，电容两端的电压也降到了18V。

5. 起初我们使用的振荡电路参数为220pF的电容和39KΩ的电阻，实际测试中

发现示波器显示的振荡频率为140KHz，6号引脚输出频率为72KHz，不能满足原先设计的100KHZ工作频率的要求。经过计算，我们在震荡电阻上并联了一个20KΩ的电阻，以提高振荡频率，这是6号引脚测得的输出方波频率为98KHz，已能满足要求。

6. 控制芯片4号引脚所接的地线和5号引脚的距离太远，使得芯片在工作的时

候容易引入电磁干扰，造成频率的不稳定。

【实验心得】

MOS管驱动极应该加一个下拉电阻接地，保证在无驱动信号的时候MOS管处于关断状态；变压器原边需要加一个RCD吸收回路来提供原边漏感能量的释放途径；在布线的时候应当把同一个功能区块的电路元件尽量集中在一起，既方便检查功能，也有助于理解电路的整体功能实现原理。再者，BOOST电路输出端一定要接一定阻值的假负载，否则当电路处于开路的时候，高电压容易使元器件损坏。功率电路部分的工作回路一定要小，以减小电磁干扰。功率地与控制地分开；地线不宜太长，避免形成环路。否则输出纹波会很大。二极管、电容等

* *

离芯片引脚要近，否则噪声较大，影响芯片正常工作；变压器漏感太大可能导致电路无法从零电压自启动。

七、 对本门课程的意见和建议

我认为这个课程与实际的电路设计和方案解决有紧密的关系，对于提高学生的自主思考能力、提出问题和解决问题的能力也有很大的锻炼，这些都是以前那些中规中矩的实验中所学不到的。所以希望学校增设类似的自主设计实验课程，适当减少平时的一些机械化操作的实验次数，以此加强学生实际动手能力，更好的适应将来在工作中的需求。

我觉得可以丰富实验的内容，譬如可以增加利用软开关技术减小开关损耗的实验，不同电路拓扑对于电能传输转换的性能和效率的比较实验，以及怎么样进行合理布线，以减小干扰，做到性能最优的实验等等。其实我们的实验还是有“粗而不精”的缺点，可以针对其中的一部分技能进行重点培训，譬如怎样选取元器件、怎样布线、怎样设计参数进行仿真等等。由于短学期时间的，我们并不能把每一方面都做得很详细，所以就导致了“粗而不精”的缺点。所以希望老师可以在平时的长学期里面开设这样的课程来进行教学，这样的自主设计类实验课可以学到更多的知识，更好激发学生的探索设计能力。

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